HAM2000收音机同步检波电路初步分析,转自矿石论坛ace919

原作者：矿石收音机论坛 ace919 

德生HAM2000(即Grundig Satellite 800，简称根德S800)收音机的同步检波电路实现了AM模式的同步检波(可选上下边带输出)，以及SSB(USB/LSB)与CW模式的解调。大部分在网上发布HAM2000的AM同步检波使用效果的网友，大都给予了比较高的评价。而发布收音机AM同步检波测试横向对比评测的，大都给予HAM2000更高的评价(相对于Sony ICF-SW7600GR等收音机)。

本帖试图对HAM2000的AM同步检波电路进行初步的原理分析。主要资料是网上的HAM2000电路图。

先看看网上找到的原图，切下的同步检波电路部分，有些模糊：

 

一、总体电路介绍

重画了下原理图，关键信号的路径用彩色标出。因为原图不够清晰，且有少量绘图错误，因此不保证下面的原理图一定与实物相符。

电路主要由以下几部分组成：

1. 电源控制

2. 455K中频输入缓冲

3. 455K中频限幅放大整形

4. 鉴相器

5. PLL环路滤波

6. PLL VCO压控电压DC放大

7. 1820K VCO

8. 1820K VCO/BFO 4分频及Q路载波90度移相

9. I路载波可控0/180度移相

10. 乘法解调器，I/Q两路

11. 音频低通滤波及前置放大，I/Q两路

12. I/Q音频正交移相网路QPSN

13. I/Q两路音频混合输出

主要部分的框图如下：

使用的主要元器件有：

NE612混频器 x2，这里用作乘法器

74HC86 四2输入异或门 x1

74HC74 双D触发器 x1

4066四双向传输门 x1/4

LF353双运放 x2

LMC660四运放 x2

C9018 NPN三极管 x3

C9015 PNP三极管 x2

2N7000 N型MOS管 x1

1SV101变容二极管 x2

可调电感振荡线圈 x1

微调电阻 x2

另外还有一些1%的精密电阻及若干误差较小的电容等。

输入电源：

+5VSW：+5伏

输入信号：

IFIN：455KHz中频输入

SYNCRO-EN：AM同步检波使能，低电平有效

ENVPROC：包络检波使能，高电平有效

USBLSB：在AM同步模式时，选择输出的是AM信号的上边带，还是下边带；在SSB模式时选择USB还是LSB

BFO：SSB/CW拍频的4倍频输入，1820KHz上下

输出信号：

AFOUT：音频输出

电路工作的模式由SYNCRO-EN、ENVPROC及USBLSB联合控制：

SYNCRO-EN        ENVPROC        USBLSB        模式

0                        0                        0                AM同步检波，上边带

0                        0                        1                AM同步检波，下边带

0                        1                        x                无此种组合

1                        0                        0                SSB解调，USB

1                        0                        1                SSB解调，LSB

1                        1                        x                AM包络检波(其他电路实现)

下面对各电路部分进行简单分析。

二、分块电路介绍

1. 电源控制

按不同模式分区供电，以便节省电力，特别是电池供电时。同时将不用的电路断电，也能减少机内信号的相互干扰。

在SYNCRO-EN、ENVPROC均为高时(AM包络检波或FM等模式)，Q703、Q704均截止，+5VSYNC及+5VSYNCSSB无输出。

在AM Sync模式时，SYNCRO-EN、ENVPROC均为低，Q703、Q704均导通，+5VSYNC及+5VSYNCSSB有输出。

在SSB模式时，SYNCRO-EN为高，Q703截止，+5VSYNC 无输出；ENVPROC为低，Q704导通，+5VSYNCSSB有输出。

2. 455K中频输入缓冲

Q701(C9018)组成射极跟随器，对输入455K中频信号进行缓冲。一路发射极输出到中频限幅放大电路；另一路BIF2衰减约-11.5dB后，到达I/Q两路乘法解调器NE612的各自输入端1脚。

3. 455K中频限幅放大整形

由限幅二极管CR703、CR704，三极管Q705，施密特整形电路IC701A等组成。

当输入信号幅度较小时，CR703、CR704截止，Q705达到放大的目的。当输入信号较大时，CR703、CR704开始导通，Q705的集电极到基极经CR703、CR704实现负反馈，信号强度越大，负反馈越深，从而达到限幅的目的。

经过Q705限幅放大的中频信号，经C724、R728到达IC701A，异或门IC701A的2脚接低电平，因此异或门在这里起同相缓冲门的作用，电阻R729从输出端正反馈到输入脚1，从而实现施密特触发器功能。在施密特触发器的作用下，从IC701A 3脚输出的455K中频信号边缘更陡，更接近于方波。

调节VR701，可以改变施密特触发器的反转电平。

4. 鉴相器

由异或门IC701B实现数字鉴相功能。4脚输入的是455K中频经限幅放大整形电路输出的中频载波信号，另一个输入脚5来自1820K的VCO经4分频后的已恢复载波信号CR。

注意到异或门的鉴相器，在两个输入为同相方波是，输出总为0，而两个输入反相(相位差180度)时，输出总为1。因此作为稳定的中值，应该当输入信号IFIN载波正好为455K时，调整VCO的LC槽路可调电感T701，使鉴相器输出半个周期的0，半个周期的1。此时异或门的鉴相器两个输入相位差为90度，鉴相器的输出经过滤波后输出电平约为中间值2.5V。

5. PLL环路滤波

主要由R741、C718、R732、R733、Q702，IC403A(双向传输门HC4066)，以及IC702A(LF353 运放)及附属器件组成。

在进入AM Sync模式前，SYNCRO-EN为高，MOS管Q702导通，+5V经R732、R733分压成2.5V，2.5V经MOS管，向C718充电，直至C718充电到2.5V左右。C718上的这一初始电压用于刚刚切换到AM Sync模式时，给VCO提供一个初始的中间值控制电压，这有利于减少刚刚进入AM Sync模式时PLL的锁定时间。

由R741(470K)、C718(100u)组成的环路滤波器时间常数估算为：

T1≈0.7*R741*C718≈33秒

时间常数比较大，也就是PLL的“惰性”比较大。因此在短波选择性衰落时，遇到零点几秒甚至几秒失去有效载波，依靠长达半分钟的环路滤波时间常数，Vvco的电压飘移也有限，因此已恢复的载波频率飘移也就较小。只要待解调的那个边带信号强度还可以，仍然能输出一定可懂度的音频。

有关IC403A(HC4066双向MOS传输门，与CD4066相同)及R740的作用，一开始没看懂。后来感觉是在刚刚切换到AM Sync模式时，为了让PLL快速锁定输入载波，必须提供另一路时间常数较小的环路滤波。因为如果采用上述长达半分钟的滤波(R741+C718)，用户切换到AM Sync时，PLL可能需几十秒才锁定，那将会是什么用户体验？

要实现另一路时间常数较小的环路滤波，原电路图在此处有点小问题。要么4066的13脚是单独控制的，要么在13脚前增加一个延时电路。原图纸中没找到能单独控制4066第13脚的控制信号，因此就擅自增加了R799与C799组成的延时电路。这样前面发的原理图第一页更新为下图：

在包络检波模式，ENVPROC为高，C799上充电接近5V，此时4066的1、2脚是相通的。选择AM Sync解调时，ENVPROC变为低(SYNC-EN同时也变为低)，此时整个同步检波电路开始工作。因为CMOS的4066输入阻抗比较高，C799上的电荷需要经过R799释放。在C799上电压降到4066 第13脚门限电平之前(按照现在R799及C799的取值，大概在0.7秒左右)，4066的1、2脚都是相通的，此时鉴相器输出通过R740，穿过4066，给C718充放电，其时间常数估算为：

T0≈0.7*R740*C718≈0.2秒

这样就能做到刚进入AM Sync解调模式时，快速锁定输入载波。而在收听过程中，尽量让恢复的载波频率保持稳定的目的。

6. PLL VCO压控电压DC放大

IC702A组成同相DC放大器，其输出电压Vvco近似为：

Vvco=10.756*Vi ? 4.766*Vcc

其中Vi是同相端3脚的输入电压，Vcc是+5VSYNCSSB(略低于5V)。也即输出电压变化比输入电压变化放大10.756倍。

假设Vcc为5V，则在Vi从2.4V变化到2.6V区间，Vvco为：

Vi                Vvco

2.4V        1.98V

2.5V        3.06V

2.6V        4.14V

7. 1820K VCO

仅用于AM Sync模式。主要由三极管Q706(C9018)，可调电感振荡线圈T701，变容二极管CR705、CR706，以及电容C730、C731、C732等组成，为串联调谐Colpitts振荡器。这里用了两个1SV101并联，因为单个1SV101在3V时容量30pF左右，偏小。

8. 1820K VCO/BFO 4分频及Q路载波90度移相

在AM Sync模式，来自频率综合单元的BFO信号为低电平，IC701D的输出为1820K的VCO振荡信号；在SSB模式，停止对VCO供电，IC701D输出的为来自频率综合单元的BFO时钟。

IC703A与IC703B组成4分频及Q路载波90度移相电路，用4分频的目的是为了方便实现90度移相。

在本部分电路的输出，CR领先CQ相位90度。

其实BFO的频率并不正好等于1820K。没有找到HAM2000这方面的资料，我们可以设想一下。

首先在455K中频上，频谱与原始射频信号相比，是倒置的，因为一本振比输入信号高55.845M，频谱被倒置。而二本振比一中频低455K，保留了一中频的上下频谱关系。这样最终455K中频频谱与原始接收射频信号相比是倒置的。

所以对USB，其原始被抑制掉的载波应该在455+1.5=456.5K，4倍频为1826K，这就是解调USB时的BFO频率。同理，解调LSB时，BFO频率为1814K。

对于CW信号，假设解调出的音频为500Hz，BFO频率可为1822K (USBLSB=0 USB模式) 或1818K(USBLSB=1 LSB模式)。

9. I路载波可控0/180度移相

由异或门IC701C实现。输入控制信号USBLSB为0时，IC701C输出不倒相，CI相位与CR相同；当USBLSB为1时，IC701C输出倒相，CI相位与CR相差180度。通过将I路载波移相180度，实际上是正好颠倒了CI与CQ哪个超前，哪个落后90度的关系。

因为CR领先CQ的相位90度，因此USBLSB为0时，CI领先CQ相位90度；USBLSB为1时，CI落后CQ相位90度。

实现I路载波可控0/180度移相的目的是简化后续音频处理电路。如果没有这里的0/180度移相电路，需要在正交音频移相网络后有I+Q及I-Q两个音频混合电路，来选择产生上下边带解调输出。而加了I路载波可控0/180度移相后，仅需I+Q音频混合电路。

从前面的分析可以看出，在HAM2000收音机里，一片74HC86内的四个2输入异或门，被用作四种用途，或为施密特触发器，或为二选一多路器，也能实现鉴相器，或者同相/反相缓冲器。可谓一物多用。

10. 乘法解调器，I/Q两路

由IC705、IC706两片NE612平衡混频器组成，这里NE612仅用其混频部分，作为乘法器用。NE612内部的振荡器被停振。

两路NE612的输入A接至经衰减的输入455K中频BIF2。已恢复载波CI/CQ先经过电阻分压，将近5Vpp的CI/CQ衰减到25mVpp左右，再到达NE612的6脚。

11. 音频低通滤波及前置放大，I/Q两路

两路NE612相乘解调出来的信号，先经过C712/C706隔离直流分量，R717/R710是直流分量泄放通路，以免引起音频失真。

再各自经过两级RC低通滤波器，滤除乘法器输出的高频频率分量。然后分别经过LF353运放IC3A/IC3B进行前置倒相放大，对音频的低频分量，放大倍数大约在6倍左右。该放大器将音频信号放大到适当的幅度，以减少后续QPSN内四个运放的非理想参数对信号的影响。

微调电阻R7用于调整I/Q两个通路增益(含乘法器、音频低通滤波、前置放大及QPSN)的一致性，以便在输出端AFOUT混合两路信号时，幅度相等，能正好抵消不需要的边带。

12. I/Q音频正交移相网路QPSN

I/Q两路的音频正交移相网络(QPSN网络)各自由IC1/IC2(LMC660 CMOS四运放)，及配合的精密RC组成，4级音频全通网络(所谓全通网络，是指对待处理范围内不同频率的信号。电压增益均为1，但对不同频率信号实现的相移不同)，实现相差近似90度的两路音频移相。音频移相实现的准确与否，直接关系到对单边干扰压制的程度。

本正交移相网络在接相同频率输入信号的情况下，到达输出端时，I路的相位落后Q路近似90度。

LTspice仿真表明，视不同的音频频率，该音频正交移相网络能对不需要的边带抑制20几dB到近60dB，其中最大的抑制比出现在5KHz左右，正好是短波相差5KHz邻频干扰的载频频差。这里抑制比定义为：AFOUT端选择的那个边带输出幅度与被抑制的另一个边带的输出幅度之比。见下图：

至于相差10K或15K左右的邻频干扰，455K中频滤波器已经有效地衰减掉大部分，本移相网络按上图看，仍有15到20dB的抑制量，再加上音频低通的衰减，因此更不是大问题。

13. I/Q两路音频混合输出

这个最简单，因为I/Q两路电路的对称性，用R16/R17两个电阻，把I/Q两路的音频输出接到一起，自然就实现了I+Q的AFOUT输出。

三、理论计算

最后结合本电路，简单看一下在理想情况下，同步检波的理论公式。

对于SSB模式，(2)式中只存在ωmu或ωml分量，简化了中间公式，但最终结果与(9)式及(11)式类似(SSB模式下无调制度系数m)。

对于CW模式，考虑到HAM2000在455K中频下其频谱是倒置的，若用USBLSB=0(USB模式)解调，输入BFO频率可以选1822K；若用USBLSB=1(LSB模式)解调，输入BFO频率可以选1818K。

四、设计要点

有关HAM2000这种AM同步检波电路的要点，简要总结下：

1、载波提取

尽可能从杂乱的中频信号中，提取出有效的载波分量。手段包括限幅放大、施密特触发器整形等。

2、鉴相、滤波、VCO

最基本的要求就是VCO频率保持稳定，并能跟踪输入载波的缓慢变化。在接收频率稳定，本机一本振及二本振频率也稳定的前提下，鉴相后的滤波时间常数可以较长。但在从包络检波刚刚切换到同步检波时，需要特别的电路，让锁相环快速锁定输入载波。

3、准确产生I/Q两路正交已恢复载波

VCO工作于4倍输入载波频率，I/Q两路正交载波由VCO 4分频产生。

4、I/Q两路载波之一的反相(180度移相)

由异或门实现。这部分反转了I/Q两路正交载波谁领先90度的关系，用于选择解调USB还是LSB。

5、两路乘法器

完成中频信号分别与I/Q两路载波的乘法解调。

6、音频正交移相网络QPSN

I/Q两路移相网络，在一定的频率范围内，一路的相移与另一路的相移相差尽可能为90度。这里说的一定频率范围，包括调制音频信号的范围，也包括可能的邻频干扰频率范围(当然与待接收信号频率差较大的频率，已被中频滤波器衰减掉大部分，在此无需考虑)。

最重要的几点：一是尽可能提取有效的载波；二是产生I/Q两路正交的已恢复载波，到达乘法器时，相位相差90度；三是正交音频移相网络，在几百Hz到十几KHz范围内，两路移相网络的相位差尽量为90度。除了相位的要求外，I/Q两路的幅值要一致，包括已恢复载波的幅度，乘法器的增益，音频低通滤波器及前置放大器的增益，QPSN网络的增益等等。因此对器件的筛选配对，及生产装配时的调试，提出了一定要求。

另外要强调的一点是，这种I/Q两路恢复正交载波，两路乘法器，QPSN的AM同步检波电路，到达乘法器的中频载波与已恢复载波之间的相位差可以是任意值，只要在一次调谐过程中，保持基本恒定即可，无需中频载波与已恢复载波之间同相位。

五、可能的改进之处

1、载波提取

因为AM信号上下边带的对称性，如果在载波提取电路里对输入信号先进行平方运算，载波的平方是二倍载波频率。而上下边带交叉相乘的部分，三角函数积化和差后，也有二倍载波频率分量。这样在遇到选择性短波衰落时，能有更多的机会恢复载波。这种技术叫平方环法，一般用于DSB-SC (调幅双边带-抑制载波)调制方式解调时，恢复载波的方式。

另外同步检波电路的一个实际问题是，当有邻频强台，而中频滤波器选择性无法有效压制时，有PLL自动锁定到邻频强台的现象。我们可以在载波提取电路里，加一个窄带滤波器，比如带宽为2.4K到3K左右的，平常用于SSB接收的晶体或陶瓷滤波器，以提高对邻频载波的衰减。

2、IC701C的延迟问题

到达乘法器的I/Q两路已恢复载波，需要是正交的，也就是理论上应该相位正好相差90度。在HAM2000电路中，因为I路已恢复载波路径中IC701C的存在，造成了一定误差。下面简单估算下其对边带抑制的影响。

在TI公司的74HC86手册里，典型传输延迟在12ns左右。455KHz载波一个周期为2197.8ns，因此12ns换算成相位差为：12/2197.8*360≈1.9656度，记为δ。

对于USBLSB=1时的情况，抑制比是一样的。

也就是说，因为受限于IC701C引起的的延迟，即使乘法器及QPSN都是理想的，边带抑制比也只能达到35.3dB。这样前面用LTspice仿真QPSN网络，得出的几KHz处高达40-60dB的抑制比，只是空中楼阁。

当然这只是理论分析，对于实际收听而言，35.3dB的抑制比，相当于不需要的边带在扬声器中发出的音频功率，比需要边带的功率衰减3000多倍。即使邻频干扰台功率比待接收台大一个数量级，对收听的影响也不大。在设计电路时，为完美起见，若有富裕的门电路，让Q路载波也通过同样延迟的门电路，这样I/Q两路载波间仍为严格的正交关系。但在HAM2000中，74HC86芯片的四个异或门均已有其用途。

遗留问题：

R734(100欧)及C717(原图未标数值)有何作用？是否有存在的必要？还是这两个元件其实就是后来添加的R799/C799？只不过在原来的图上连接关系画错了？并且数值也标注错了？

有关DIY：

HAM2000收音机的同步检波电路虽然有些复杂，但用的均为比较常见的器件，因此是可以DIY仿造的。了解了其工作原理后，即使没有官方的维修手册等，在调试时也能对关键点的电压、频率、波形等大致心中有数。